關鍵詞：用戶電力質量綜合補償器；逆變器；不間斷電源
1 引言
由于市電和負載的復雜性，例如電網容量不足，輸變電和各種配電設備的性能和質量問題，各用電設備配置的不合理，或相互之間的影響，電力電子變流器的廣泛應用與各類非線性負載的增加，自然界的雷擊、地電及人為因素的影響等，使市電電壓不穩定，并含有諧波，電能質量不斷惡化。這將會使一些對電能質量敏感的重要負載性能降低，壽命縮短，甚至造成很大的經濟損失。據有關部門統計，在有代表性的場合，計算機遭受來自市電的干擾值在數十伏的每天有上百次。計算機故障的50％～70％是由電源故障造成的。因此，對電能質量的綜合補償和采用補償式在線UPS就顯得越來越重要了。
用戶電能質量綜合補償器和補償式在線UPS的電路是相同的，在直流電路中并入蓄電池就是UPS，不并入蓄電池就是綜合補償器，其原理框圖如圖1所示。它是由兩個互為電源的雙向全橋逆變器構成的一種串并聯電路結構。通過變壓器Tr次級串入電路的逆變器Ⅰ，是市電的穩壓濾波器，其主要作用是對市電輸入電壓進行穩壓和濾波；通過電感L并入電路的逆變器Ⅱ，是電流無功補償濾波器，其主要作用是補償負載需要的無功電流，并濾除非線性負載產生的諧波電流。當作為補償式在線UPS應用時，逆變器Ⅰ輸出有功功率，逆變器Ⅱ輸出無功功率。

圖1 電能質量綜合補償與補償式在線UPS電路框圖
2 市電穩壓濾波器
對市電輸入電壓進行穩壓和濾波的穩壓濾波器電路如圖2所示。它是由高頻全橋SPWM式雙向逆變器構成的。逆變器的輸出電壓uAB通過變比為k的輸出變壓器Tr變成補償電壓uac在Tr次級輸出，Tr的次級串聯在主電路中，以對市電電壓的大小變化和諧波進行補償，保持輸出電壓uaL為穩定的正弦波電壓。uar為與市電同步的給定正弦基準電壓，完全補償后uaL=uar。LFCF為低通濾波器，以濾掉市電ua中和補償電壓uac中的高次諧波。由Tr次級短路阻抗、LF及市電電源內阻組成的線路阻抗為Z，電壓降低為Zia，ia為市電輸入電流。由圖2主電路可知，當實現完全補償時：
uaL=ua－Zia－uac=uar（1）
uac=ua－Zia－uar（2）

圖2 市電穩壓濾波器原理電路
令=ua－Zia－uar為全橋SPWM逆變器的調制電壓，控制電路框圖如圖3（a）所示，圖3（b）為波形圖。當用=ua－Zia－uar作為調制波時，可以使補償電壓uac=ua－Zia－uar實現完全補償。假定逆變器直流電源電壓為Udc，載波三角波的頻率為fc，電壓幅值為Uc，市電頻率為fa，則
調制比：M=（3）

(a) 控制電路框圖

(b) SPWM波形圖
圖3 控制電路原理框圖與波形圖
載波比：N=fc/fa（4）
式（3）中Ua、Ia、Uar為ua、ia、uar的有效值。
當市電電壓含有諧波時，即
ua=Ua1sinωt＋Uansinnωt（5）
而且ua1=Ua1sinωt≠uar=Uarsinωt
式中下注腳“1”表示基波，“n”表示諧波次數。
此時，調制比M的值為
M==＋=M1＋Mn（6）
M1=；Mn=（7）
按照文獻[1]的方法，推導出補償電壓uac的雙重傅里葉級數表示式為uac=kuAB=k(uA－uB)，經推導并考慮到濾波器LFCF的作用，可得
uac=kM1Udc·sinωt＋kMnUdc·sinnωt（8）
由于圖1中逆變器Ⅱ的無功補償和濾波作用的存在，ia=Ia·sinωt，將式（5）、式（8）及ia的值代入式（1）得
uaL=ua－Zia－uac
uaL=Ua1·sinωt＋Uan·sinnωt－ZIa·sinωt－kM1Udc·sinωt－kMnUdc·sinnωt(9)
令變比k=Uc/Udc，將k值及式（7）中的M1和Mn的值代入式（9），當ua1>uar時M1=正值。
uaL=Ua1·sinωt＋Uan·sinnωt－ZIa·sinωt·－(Ua1－ZIa－Uar)·
sinωt－Uan·sinnωt=Uar·sinωt(10)
當ua12.1 補償的物理說明
從物理上看，由于控制電路采用的是=ua－Zia－uar作為調制波進行的補償，當市電電壓ua為正弦波時，ua>uar是負補償ua－uac；當uauar部分是負補償，ua
圖4 對市電電壓補償的物理示意圖
2.2 變壓器Tr的變比
變壓器Tr變比k的大小，取決于市電電壓變化的范圍。當用作電能質量綜合補償器時，由于市電電壓的允許變化范圍為±10％，實際有的地方變化范圍可達±20％，所以變比k應取±25％；當用于補償式在線UPS時，當市電停電時電壓的變化為100％，故k值應取1：1，以全電壓對市電電壓進行補償。
3 電流無功補償濾波器
電流無功補償濾波器的原理電路如圖5所示。由于感性負載和非線性負載的作用，使電流含有無功成分并發生畸變，包含無功與畸變的負載電流iaL用傅里葉級數表示時為
iaL=Ian·sin(nωt＋φn)=Ia1·sin(ωt＋φ1)＋Ian·sin(nωt＋φn)=Ia1cosφ1·sinωt＋Ia1sinφ1·cosωt＋Ian·sin(nωt＋φn1)(11)
此式表明，畸變的電流由三部分組成
i1p=Ia1cosφ1·sinωt=Iap·sinωt
為基波有功電流；
i1q=Ia1sinφ1·cosωt=Iaq·cosωt
為基波無功電流；
ian=Iansin(nωt＋φn)為高次諧波電流。

圖5 電流無功補償濾波器
由圖5可知：當完全補償時，負載電流iaL應由市電輸入電流ia和補償電流iac共同供給，即iaL=ia＋iac。如果用適當的控制方式，使補償器的輸出電流iac=i1q＋ian，則市電只須向負載提供基波有功電流i1p就可以了。這樣就完全實現了補償，市電輸入電流ia與市電電壓ua同相位，輸入功率因數cooφ=1，ia為正弦波電流。如果只需要消除高次諧波電流ian，或只需要補償基波無功電流i1q時，則只須使iac=ian或iac=i1q就可以了。為了能很好地完全補償基波無功電流i1q和高次諧波電流ian，逆變器采用了雙向全橋逆變器，并采用了線性Delta滯環控制方式。
3.1 補償器的數學模型
對有源濾波與無功補償器的要求是具有較強的適應能力和較高的反應速度。圖5所示電路是可以滿足上述要求的。圖中Cd為為儲能電容，R為回路電阻，根據基爾霍夫定律可得
(12)
式中：ua為市電電壓；
Udc為電容Cd上的電壓；
iac為補償電流；
F為逆變器開關函數。
(13)
為了使Cd上的電壓Udc恒定，Cd的值應足夠大。由于補償器前面有市電電壓穩壓濾波器，所以ua=Uam·sinωt，將F、ua代入式（12），解出補償電流iac的表示式為
iac=(ωLcosωt－Rsinωt)＋（14）
iac的初始值為
iac(t1)=(ωLcosωt1－Rsinωt1)＋（15）
Cd={iac(t1)－〔(ωLcosωt1－Rsinωt1)＋〕}（16）
將Cd的值代入式（14）得到
iac=〔(ωLcosωt－Rsinωt)－(ωLcosωt1－Rsinωt1)〕＋
〔1－〕＋iac(t1)（17）
由于回路電阻R很小，當令R=0時可得
iac=(cosωt－cosωt1)＋(t－t1)＋iac(t1)(18)
式（18）表明，補償電流iac只與電感L有關。
3.2 電感L的值
假定補償對象是整流器，其交流側的電流波形如圖6所示，由此可以得到補償電流參考值的波形如圖7所示。的變化是不均勻的，求解電感L的值也是很復雜的，為了節省篇幅，L的推導過程省略。從跟蹤角度出發，L值應取得大些。綜合兩者要求，通過推導得到L值計算式為


圖6 整流器負載電流

圖7 補償電流參考值
式中：N′為系數，N′=0.3～0.7，參數Uam，Udc，IaL，T（開關周期），α，μ和Iap在額定情況下都是已知的，其含義見圖6。當α=30°，μ=15°，L=3.4mH，fs=5kHz時，仿真結果如圖8所示。此結果表明：市電輸入電流ia由原來的方波，變成了準正弦波。輸入功率因數cosφ=1。

(a) 補償前的電網電流

(b) 補償后的電網電流

(c) 有源濾波器輸出電流
α=30°,μ=15°,L=3.4mH,f=5kHz
圖8仿真波形
3.3 控制方式
電流無功補償濾波器的控制方式，最好采用線性Delta滯環PWM控制方式，這是由于補償電流參考值的變化是不均勻的，在換向期間變化較大，為了能夠準確跟蹤，采用線性Delta滯環PWM控制，其電路與工作波形如圖9所示。

(a) 控制電路
(b) 工作波形
圖9 線性Delta控制電路與工作波形
4 三相電能質量綜合補償器與在線UPS
用戶電能質量綜合補償器與在線補償式UPS電路如圖10所示，它是由與電路串聯的市電穩壓濾波器，和與電路并聯的電流無功補償濾波器組成的。當直流電路并入蓄電池，變壓器Tr的變比k=1：1時就是補償式在線UPS；而不并入蓄電池，k=0.25：1時就是電能質量綜合補償器。

圖10 用戶電能質量綜合補償器與在線UPS電路框圖
當作為在線UPS應用時，如果市電存在，則電路運行在電能質量綜合補償器狀態；當市電斷電時，電路工作在UPS狀態。市電穩壓濾波器（圖10中逆變器Ⅰ）由給定正弦基準電壓驅動提供有功功率，電流無功補償濾波器（圖10中逆變器Ⅱ）提供無功功率，保證供電不間斷，轉換時間等于零。蓄電池由逆變器Ⅰ和Ⅱ共同充電。
當作為電能質量綜合補償器應用時，市電穩壓濾波器可以穩定、凈化市電輸入電壓，電流無功補償濾波器可以補償無功電流和凈化電流中的諧波，使供電質量大大提高，用戶負載不受已遭污染的市電電網的影響；用戶自己的非線性負載引起的電流畸變也不污染市電電網。所以市電穩壓濾波器可以等效成一個正弦電流源，電流無功補償濾波器可以等效成一個正弦電壓源。工作于電流源的雙向逆變器Ⅰ，和工作于電壓源的雙向逆變器Ⅱ，可以互為電源，互為對方傳輸電能協調工作。例如對于市電穩壓濾波器的逆變器Ⅰ，當市電電壓高于給定電壓時，逆變器Ⅰ吸收功率，對電壓進行負補償，其吸收的功率通過逆變器Ⅱ以電流形式轉送到負載；當市電電壓低于給定電壓時，逆變器Ⅰ輸出功率，對電壓進行正補償，其輸出的功率通過逆變器Ⅱ以電流形式從市電電網輸入。逆變器Ⅱ對負載電流的無功與諧波電流的補償，所需的能量也是由逆變器Ⅰ供給和輸出的。
4.1 主電路逆變器的選型
主電路逆變器Ⅰ和Ⅱ的選型，與三相電路型式和用戶要求有關。對于三相三線制系統可以選用三相半橋式逆變器；對于要求輸出相電壓的三相四線制系統，則必須選用三個單相全橋逆變器，或選用三相四橋臂逆變器。其原因有兩個：一是可以輸出相電壓，可以向不對稱負載供電；二是當一相出現故障時，另外兩相還可以供電，提高了供電的可靠性。
如果需要將三相三線制市電改成三相四線制供電時，可以用中性點形成變壓器形成中性點。中性點變壓器是變比為1：1的自耦變壓器。
4.2 電能質量的檢測與控制電路
電能質量檢測法有多種，例如基于Fryze時域分析的有功電流分離法；基于頻域分析的FFT檢測法；基于自適應干擾抵消原理的閉環檢測法等。我們選擇了具有較好實時性，在三相系統得到廣泛應用的基于廣意瞬時無功理論檢測法。此法是1983年由日本學者赤木泰文先生提出的。當已知三相瞬時值電壓或電流時，用下面給出的方程式將其在靜止坐標中的向量變換到以基頻速度ω旋轉的dqo坐標上：
idqo==·=
變換后的信號與原信號減少一個基波頻率即50Hz。所以dqo變換是一種差頻變換，輸入信號中的基頻、5次、7次等諧波，變換到dqo坐標上時，為直流、4次、6次等諧波。因此，上式中d軸電流直流分量對應于負載基波有功功率，q軸電流直流分量對應于負載基波相位移無功功率，d軸交流分量和q軸交流分量對應于負載高次諧波無功功率，o軸分量io對應于基波不對稱無功功率。
上述方法可以分離出有功分量、無功分量，諧波和三相電壓或電流的不對稱度。由于此法可以把三相基波電壓或電流變換成直流值表示，所以消除了頻變和相位不一致造成的影響，因此三相基準參考信號可以不必再與市電同步鎖相了，可以利用變換成的直流信號進行比較，避免了同步鎖相過程的干擾。
4.2.1 市電穩壓濾波器的檢測控制電路
為了檢測出市電電壓基波的大小變化，諧波和不對稱度，采用了如圖11所示的檢測電路。三相正弦基準參考電壓uar、ubr、ucr，通過dqo變換及低通濾波器，得到dqo坐標的直流基準參考值和uor。市電電壓ua、ub、uc經dqo變換，得到，和uo；將這些值與、uor進行比較，將得到的誤差值udf、uqf、uof進行dqo反變換即可得到反應市電基波變化，諧波和不對稱度的誤差值Δua＋uah，Δub＋ubh，Δuc＋uch。用這些誤差值作為SPWM逆變器的調制波，通過圖3（a）所示的電路，即可得到市電穩壓濾波器（逆變器Ⅰ）的開關驅動信號。
檢測電路中的低通濾波器電路如圖11（b）所示，其傳遞函數為
H(s)=
這是一種三階切比雪夫低通模擬式濾波器，按照圖中給出的參數，截止頻率為22Hz。

（a）檢測電路

(b)低通濾波器電路
圖11市電電壓檢測電路
4.2.2 電流無功補償濾波器的檢測控制電路
檢測電路如圖12所示。將輸入電流ia、ib、ic進行dqo變換及低通濾波器得到反應基波電流的，切除經dqo反變換即可得到只含有功成分的正弦波電流iap、ibp、icp。用此電流與負載電流iaL、ibL、icL進行比較，就可以得到僅包含無功與諧波的補償電流參考值。然后用圖9所示的Delta控制電路，就可以得到電流無功補償濾波器（逆變器Ⅱ）的開關驅動信號。

圖12電流無功補償濾波器的檢測電路
4.3 電能補償器與在線UPS給用戶帶來的好處
電能質量綜合補償器與在線UPS，可以給用戶帶來如下好處：
1）可以使輸入電能的質量大大提高，使輸入電壓精度由原來的(±10～±20）％提高到±1％，波形畸變率減小到3％以內，輸入功率因數提高到96％。
2）逆變器Ⅰ和Ⅱ只承擔標稱功率的20％，工作效率可以高達96％，過載能力強。
3）可以大大減小負載設備的故障率，延長了負載壽命，提高了負載的可靠性。
4）切斷了市電與負載之間諧波影響，已遭污染的市電不影響負載的工作，非線性負載產生的諧波也不污染市電。
5）在線UPS運行時，市電故障的切換時間為零，多臺UPS可以并聯運行，擴容方便。
6）是一種綠色電源，可滿足任何負載要求。
7）輸出能力強，過載能力可達200％1min，負載電流峰值系數為5：1，對負載電流浪涌系數沒有限制，可直接起動負載，輸出kW值等于標稱kVA值，克服了UPS自身不可克服的缺點。
5 結語
本文介紹的用戶電能質量綜合補償器與補償式在線UPS，在美國和日本已經商品化，如美國電力轉換公司APC已將這項技術應用到在線UPS中，生產出了Silcon DP300E系列在線式大功率UPS，與傳統在線UPS相比使多項指標得到了改善和突破。目前我國尚未開發，但已受到重視，有的高校和科研部門正在著手研制。預計不久將會在我國得到普遍的推廣和應用。